232章 器【文科勿点】
技术领域
本明涉及关电源，具体采电平逆变器、高频、基谐振软关高压直流电源。
背景技术
高压直流电源静电除尘、高压电容充电医疗影像等设备广泛应。传统高压直流电源通常采晶闸管相控整流工频变压器升压供电方案。低频供电方式使变压器滤波器件体积、重量比较，且电源输入、输端含量难滤除低次谐波。近，随新代功率器件(IGBT、MOSFET等)广泛应，微处理器速度进步提高，高频逆变技术越越熟，研制高性功率高压直流电源创造条件。
高频化使高压电源装置型化、轻量化，关损耗随增加，电效率严重降，电磁干扰增，简单提高关频率。功率高压直流电源应场合，由常规PWM(Pulse Width Modulation，脉宽调制)，关管工硬关状态，电磁干扰较，关管损耗损坏几率较，利进步提高关频率，影响电源稳定性效率。针问题，提软关技术，它利谐振主辅助换流段，解决电路关损耗关噪声问题，使关频率幅度提高。
经技术文献检索，《基谐振软关功率高压直流电源》利功率主回路高频变压器漏感外加电容构串联谐振电路，改善关管关环境，采PAM(脉幅调制)PFM(脉频调制)相结合调制方式。PAM控制利晶闸管相控整流电路调节直流母线电压调节输功率，PFM控制通改变逆变电路工频率调节输功率。PAM控制晶闸管相位，产关损耗，且晶闸管关频率较低，决定PAM法快速响应；PFM消除关管通或关断单损耗，关频率较高，关损耗仍较高，关频率仍定限制。
明内容
本明目克服技术足，提供基谐振软关技术高压直流电源，完全消除逆变器关损耗高频控整流电路整流损耗，整电源系统控制策略简单、效率高，输电压波、响应快。
本明通技术方案实，本明包括：工频控整流器，该整流器被配置给逆变器稳定输入电压；逆变器将输入稳定直流电压转换脉冲电平输，串联谐振幅度进调整；串联谐振电路由外加电容与变压器漏感组，果变压器漏感足，外加电感，将逆变器输脉冲电平转换正弦波形，便变压器升压；高频控整流器高频高压正弦电压整流，n级整流器串联使输直流电压升高n倍。
述工频控整流器电网电压整流，包含整流器数量由逆变器输电平数量决定。整流器串联连接，低频变压器次级双绕组保证各整流器电流、电压相位相，相应二极管导通，使串联电容组均压充电。
述逆变器关频率高，采软关控制消除高频关损耗。逆变器增加关管，输入直流电压两。根据关管导通方式，逆变器输5状态，分别2正向谐振、1正向谐振、由谐振、1反向谐振2反向谐振。逆变器输状态概括正向谐振、由谐振反向谐振。正向谐振逆变器输脉冲电压方向与谐振电流方向相，谐振电流加强；由谐振逆变器输脉冲电压零，谐振电流影响；反向谐振逆变器输脉冲电压方向与谐振电流方向相反，使谐振电流减弱。状态，谐振电流方向应关导通方式。谐振电流零点切换关管状态，使关损耗零，且关频率与串联谐振频率始终保持相。根据检测电容电压、谐振电流输电压，逆变器5状态按照仿真决策曲线决定刻输状态。每状态周期设置串联谐振周期半整数倍。
述串联谐振电路由外加电容器变压器漏感串联组，果变压器漏感足，外加电感。电容器与电感容量确定，串联谐振频率逆变器关频率确定。电容器与电感容量选取由逆变器关管耐电压耐电流况控整流器求电容器充电速度决定。电感值与谐振电流峰值反比例，与整流器电容器充电速度反比例，电容器电压与谐振频率关。
述高频控整流器高频变压器输高压交流电整流，输高压直流电压。输电压提高倍数由高频变压器初、次级匝数比，次级绕组数量每次级绕组连接整流器级数决定。变压器每次级绕组连接级整流器，次级绕组连接整流器间串联。次级绕组连接级整流器增加电容器，且连接各级整流器电容器容量相，流电流零，各整流器相应二极管导通，保证各串联电容器均压充电，且整流损耗。
高频变压器升压倍数变况，次级两绕组匝数变，即高频变压器因此增加容量体积。高频变压器输高压高频交流电，高频控整流器二极管须采快速二极管。输电压由电容器串联提供，每电容器耐压值降低倍，电容器选仍遵循容量、耐压高原则，容量使输电压升压更快。
超调且影响快速性升压方法。串联谐振电路，电容电压与谐振电流需进限制，保护逆变器高频控整流器关管二极管。升压阶段，输电压给定值并直接目标值，逐渐升高，收敛目标值。输电压给定值升至目标值95%，输电压给定值正向谐振状态使输电压升高幅度升，使快速度升高。此，若查表判断刻反向谐振状态强制由谐振状态，电容电压与谐振电流超限定值，状态强制由谐振状态。输电压给定值达目标值95%，输电压给定值较幅度升，快速收敛目标值，判定由谐振状态况强制反向谐振，保证整电压升程输电压超调象。
与技术相比，本明具益效果：逆变器结构简单、控制策略容易实，基谐振软关控制技术，完全消除关损耗，关频率进步提高，由逆变器输电平增加，输电压调节更加精细，使输电压波更、响应更快；适应设计逆变器输入电压模式，采工频整流器串联结构串联电容组均压充电，保证逆变器输入电压稳定，且工频整流器需其输电压调整，采控整流器，简化整系统控制复杂度；高频控整流器采级整流器串联方式，各级整流器间增加相容量电容，消除高频控整流器损耗，提高整系统效率。
附图明
参考阅读详细明，将更理解本明特征优点，其，全部附图内，类似字符表示类似部分，其：
图1本领域已知高压电源拓扑；
图2根据本明实施例，采五电平逆变器40高压电源拓扑，工频控整流器50采工频变压器42次级两绕组分别整流，高频控整流60采高频变压器44次级两绕组分别连接2级整流器，并串联；
图3根据本明实施例，采五电平逆变器40高压电源拓扑，工频控整流器70采2级整流器，高频控整流器80采4级整流器；
图4逆变器405工状态，1-逆变器40输电压，2-串联谐振电路谐振电流。其，I-2正向谐振，II-2反向谐振，III-由谐振，IV-1正向谐振，V-1反向谐振；
图5输电压给定值理升曲线，1-理给定值升曲线，2-仿真高压直流电压输曲线；
具体实施方式
图1示，本领域内公知高频高压直流电源100拓扑。高压直流电源100使三级功率电路，将电网三相交流电压11转换调节稳定高压直流电压17。电网三相交流电压11经控整流电路30，及较容量电解电容52，逆变器10直流母线电压13。控整流电路30采PAM控制策略根据输高压直流电压17连续调节直流母线电压13。此处控整流晶闸管关损耗，关频率低，损耗很。正因关频率低，控整流电路30输响应很慢，易频繁调整输直流母线电压13。
直流母线电压13高频交流高压15通逆变器10、串联谐振电路高频升压变压器26实。逆变器10由四全控关管各反并联二极管组，外加电容22与变压器26漏感组串联谐振电路，果漏感够，外加电感24。逆变器10输高频脉冲电压经串联谐振电路，输入变压器26正弦电压及电流，经变压器26升压高频交流电压15。逆变器10常采PWMPFM控制策略，连续跟踪输电压17变化，虽采谐振软关技术，关管通或关断仍产次关损耗，较硬关损耗降低半。高压直流电源整流电路般采级整流器20，使整流二极管电容耐压值降低，体积减。由高频交流电压15整流，级整流器20采快速整流二极管。此处快速整流二极管并电流零点导通，各级整流电路依次导通，二极管产较关损耗，使高压直流电源100整体效率降低。
图2示，根据本明实施例高压直流电源200拓扑。逆变器40增加全控关管28，若关管28断，逆变器40结构逆变器10相。直流母线电压23处增加电容组，采两电容组串联方式。考虑电容组3638均压充电，端采变压器42、控整流器4648实。变压器42初、次级绕组匝数比1:1，次级两绕组，产相电压经控整流器4648两电容组3638充电，保证串联电容组均压充电。待充电完，逆变器40始工，直流母线电压23法调节。
图3示，逆变器40增加关管28，输5脉冲电平，5脉冲电平值固定变，离散5值。关管2、4、6、8、28谐振电流零点切换，因此关频率固定，谐振频率。逆变器40工状态5，分别称2正向谐振、1正向谐振、由谐振、1反向谐振2反向谐振。5状态周期固定，谐振周期半整数倍，使5状态工周期升压阶段稳定阶段选值，谐振周期半整数倍。
5状态关导通方式：(1) 谐振电流正，2正向谐振导通关管28；谐振电流负，2正向谐振导通关管46。(2) 谐振电流正，1正向谐振导通关管288；谐振电流负，1正向谐振导通关管286。(3) 谐振电流正，由谐振导通关管2或8，导通关管2与二极管16使串联谐振电路形回路，导通关管8与二极管14使串联谐振电路形回路；谐振电流负，由谐振导通关管4或6，导通关管4与二极管18使串联谐振电路形回路，导通关管6与二极管12使串联谐振电路形回路。(4) 管谐振电流正或负，1反向谐振导通关管28，谐振电流正，关管28与二极管16使串联谐振电路向电容组36回馈电；谐振电流负，关管28与二极管8使串联谐振电路向电容组38回馈电。(5) 管谐振电流正或负，2反向谐振关断关管2、4、6、828。谐振电流正，二极管1416导通使串联谐振电路向直流母线回馈电；谐振电流负，二极管1218导通使串联谐振电路向直流母线回馈电。
逆变器输状态概括正向谐振、由谐振反向谐振。正向谐振，直流母线给串联谐振电路负载提供电，负载电压17升高。直流母线电压越高，输功率越，串联电路存储电越，负载电压17升幅度越；由谐振，存储串联谐振电路电向负载供电，由负载消耗，负载电压17必降，降幅度较；反向谐振，存储串联谐振电路电仅向负载供电，将电回馈给直流母线，负载电压17必降，且幅度较。因此，果直流母线电压提供功率恰等负载消耗，负载电压将波，保持变。直流母线电压易频繁改变，造整高压直流电源稳定，谐波增加，带更危害。因此，逆变器40输脉冲电平越，负载电压17波必越，采9电平逆变器，输电压17波极，满足电质量需求极高设备，再继续增加电平，效果再明显，反增加硬件电路复杂度。
直流母线电压23、串联谐振电路存储电输电压17间存定应关系，决定5状态选择。建立仿真模型，绘制给定电压值与测量值17差值与5状态电容电压32曲线，实施采比较法确定状态输即。逆变器40硬件电路简单，输5电平，需采集电容电压32，输电压17分辨谐振电流34零点，信号采集电路求较高，控制处理器速度够快。由算法控制简单，采低端CPLD/FPGA实。
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图1级整流器20各级整流器导通致，由高频高压整流，快速整流二极管导通断造较电损耗，影响快速整流二极管使寿命，影响电容组充电均压，使输电压17质量稳定性降低。高频变压器44次级采两绕组，次级绕组与初级绕组匝数比降低变压器26半，变压器44升压倍数变，体绕组匝数变，因此占体积相。级整流器60根据本明实施例，采两两级整流器串联形式，其各级整流器输电流波形完全相，很实电容均压充电，且快速整流二极管电流零导通或关断，因此未产整流关损耗，进步提高高压直流电源200效率。
图4示，根据本明另实施例高压直流电源300拓扑。其，改变逆变器40直流输入电压电路，需变压器，直接采高压直流电源200拓扑快速控整流电路。电网频率较低，因此控整流电路70选般整流二极管，提高输直流电压质量，电容组3638容量足够，整流电路70关损耗。高频变压器26未改变，采单四级整流器80，升压倍数并未改变，四级整流器80结构整流损耗，各整流器间连接电容器容量关系较复杂，易选择。逆变器结构及其控制方式相，高压直流电源300实高压直流电源200相性。
图5示，根据高压直流电源200升压程。逆变器40输5状态周期固定，通5状态切换改变输电压17，若输电压给定值直接设置目标值，离散控制方式必导致升压阶段超调。因此，输电压给定值升压阶段必须逐渐升高，直达目标值。限制电容电压32谐振电流34条件，设计输电压给定值断升高曲线。正向谐振使输电压升高，由谐振使输电压较降低，反向谐振使输电压较幅度降低，给定电压计划曲线正基此点。输电压未达目标值95%，给定电压按照快速度升，即2正向谐振使输电压升高幅度。若电容电压32谐振电流34超限制值，接状态设置由谐振，尽量避免反向谐振状态。输电压达目标值95%，若电容电压32谐振电流34超限制值，接状态设置反向谐振，尽量避免2正向谐振，1正向谐振使输电压较缓慢升目标值。图5曲线2即输电压升理曲线，输电压实际升曲线并较跟踪理曲线，因电容电压32谐振电流34限制，避免高电压或电流导致逆变器40关管损耗。
虽已经此图解明本明特定特征，本领域内技术员进许修改改变。因此，应明白，附权利求欲涵盖落入本明真实精神修改改变。